Atténuation de l’anti-résonance du lien DC pour les conceptions basées sur des dispositifs à large bande (WBG)

Cet article est publié par pÉlectrique dans le cadre d’un partenariat de contenu numérique exclusif avec les systèmes de puissance de Bodo.

Une exigence fondamentale pour les condensateurs de liaison CC est le courant dondulatoire maximal qu’ils doivent supporter. Cependant, même avec une sélection correcte des composants pour cette cote, certaines parties de la banque de condensateurs peuvent devenir beaucoup plus chaudes que prévu, notamment dans des convertisseurs à commutation rapide utilisant des semi-conducteurs à large bande interdite (WBG), ce qui peut entraîner des pannes catastrophiques dans certains cas. La responsabilité de cela incombe aux courants cachés dus à la résonance parasite.

En utilisant des dispositifs à carbure de silicium (SiC), les convertisseurs AC-DC et DC-DC évoluent rapidement vers des systèmes avec des fréquences de commutation plus élevées, une efficacité accrue et une densité de puissance supérieure. Étant donné que les transitoires de tension (du/dt) et de courant (di/dt) sont plus de dix fois plus rapides que dans les dispositifs en silicium, les effets des composants parasites deviennent beaucoup plus critiques. En conséquence, le dépassement de tension est plus élevé et l’oscillation dure plus longtemps. Cela peut avoir un impact sur la durée de vie des composants actifs et passifs.

Un bloc fonctionnel clé à l’intérieur d’un convertisseur typique est la liaison CC et tous les composants associés. Il effectue souvent les trois fonctions suivantes :

1. Fournir une capacité de stockage d’énergie pour moyenniser la tension du réseau redressée (fréquence de réseau -50/60 Hz)
2. Gérer le courant ondulatoire dû à la fréquence de commutation (plus les harmoniques) causé par les dispositifs de commutation (fréquence de commutation typique -de 20 kHz à 150 kHz)
3. Fournir une inductance de boucle de commutation à haute fréquence suffisamment basse pour éviter un dépassement de tension excessif lors de l’application de valeurs élevées de di/dt pendant la commutation (plage MHz)

Les deux premières fonctions sont souvent réalisées par les mêmes condensateurs en termes de technologie. Pour la dernière fonction, un composant de faible inductance supplémentaire est souvent requis, qui a typiquement une faible capacité et doit être placé à proximité des semi-conducteurs de puissance. Particulièrement pour les convertisseurs avec des semi-conducteurs à large bande interdite, ces composants deviennent de plus en plus importants en raison des valeurs élevées de di/dt.

En général, une technologie de condensateur gère la partie basse fréquence (L_F) et donc les deux premières tâches et est appelée C_LF ci-après. L’autre est pour la partie haute fréquence (H_F) et est appelée C_HF. Comme C_LF a une capacité beaucoup plus élevée que C_HF et est donc mécaniquement beaucoup plus grande, de longues structures de connexion sont généralement impliquées entre elles. Cela donne lieu à ce schéma de circuit équivalent (Figure 1).

Bien qu’une barre omnibus laminée, par exemple, puisse minimiser l’inductance parasite de la structure de connexion (L_parasitique), cela doit toujours être pris en compte avec soin lors de l’analyse du bloc fonctionnel capacitif de l’ensemble du convertisseur.

Figure 1. Circuit équivalent de la boucle de commutation avec l’inductance parasite de la structure de connexion L_parasitique. Image utilisée avec l’aimable autorisation de Bodo’s Power Systems []

Circuit Équivalent Simplifié

Certaines notions peuvent être simplifiées pour mieux comprendre le mécanisme de l’anti-résonance.

En prenant la configuration parallèle des condensateurs LF et HF comme point de départ, la structure de connexion a une certaine inductance parasite (L_parasitique; Figure 2a). Comme la plage de fréquence d’intérêt se situe généralement au-dessus de la fréquence propre de résonance série des condensateurs LF, elle peut être remplacée uniquement par l’ESL sans tenir compte du composant capacitif (voir Figure 2b). D’autre part, la plage de fréquence considérée est généralement bien en dessous de la fréquence propre des condensateurs HF, donc ils peuvent être approximés uniquement par leur partie capacitive sans prendre en compte l’ESL. Enfin, l’ESL des condensateurs LF et la valeur de L parasitique de la structure de connexion peuvent être additionnées à une seule inductance, aboutissant au simple circuit résonant LC parallèle montrant la Figure 2c. Cela approximera la réponse de l’ensemble du circuit des condensateurs LF et HF dans le domaine de fréquence de son pic d’impédance. Ce phénomène de résonance parallèle est connu sous le nom d’anti-résonance.

Figure 2. Circuits équivalents : a) portions de condensateurs LF et HF en parallèle avec L parasitique de la structure de connexion. b) Détail du condensateur LF (c’est-à-dire, C et ESL en série) avec C étant négligé. c) Circuit équivalent simplifié résultant à la fréquence d’anti-résonance ; ESL et L parasitique additionnés. Image utilisée avec l’aimable autorisation de Bodo’s Power Systems []

Pour ce circuit équivalent simplifié, la fréquence de résonance peut être déterminée comme suit :

\[f_{res}=\frac{1}{2\pi\cdot\sqrt{(ESL_{LF}+L_{parasitic})\cdot C_{HF}}}\]

À cette fréquence d’anti-résonance, l’impédance du circuit augmente (de manière significative) au-dessus de la valeur attendue par rapport à lorsque l’impédance des éléments individuels est considérée séparément.

Pour simplifier, les résistances série équivalentes (ESR) des composants n’ont pas été prises en compte dans l’analyse suivante. En général, cependant, un ESR plus élevé signifie un facteur de qualité plus faible du circuit résonant, donc la résonance est plus large et plus plate, et vice versa.

À ce stade, il est essentiel de comprendre que trois éléments réactifs cruciaux déterminent la fréquence d’anti-résonance :

• l’ESL résultant de la banque de condensateurs LF,
• l’inductance de la structure de connexion entre les condensateurs HF et LF, et
• la capacité des condensateurs HF.

Exemples de Calcul

Deux exemples – l’un non optimisé et l’autre optimisé – seront simulés en utilisant les diagrammes de circuits équivalents simplifiés (Figures 3 à 5). Ensuite, l’exemple optimisé sera également mesuré dans un système réel. Dans la simulation, la mesure d’impédance se produit au point où les interrupteurs semi-conducteurs sont connectés dans le système réel (I1 est utilisé ici pour la mesure d’impédance).

Figure 3. Schéma de circuit équivalent du circuit de liaison CC hautement inductif. Image utilisée avec l’aimable autorisation de Bodo’s Power Systems []

Dans le premier exemple, non optimisé (Figure 3), trois condensateurs LF de 140 µF chacun (C_LF totale = 420 µF) sont connectés en parallèle, chacun ayant un ESL_LF de 40 nH (total d’environ 13 nH) et un ESR_LF de 0.6 mΩ. Dans ce cas, la barre omnibus est mal conçue, ce qui entraîne une inductance totale (L_{stray_connection}) de 100 nH. En même temps, certains peuvent s’inquiéter d’avoir suffisamment de condensateurs HF, donc un total de 2 µF est utilisé comme C_HF. La courbe de fréquence dans la Figure 4 montre un pic d’impédance à environ 330 kHz qui ne peut pas être expliqué uniquement par les courbes d’impédance des condensateurs individuels. Ce pic est la soi-disant anti-résonance de l’ensemble du circuit.

Figure 4. Courbe de fréquence pour le circuit de liaison CC hautement inductif. Image utilisée avec l’aimable autorisation de Bodo’s Power Systems []

Par exemple, si un convertisseur résonant est attaché à un tel design et fonctionne à environ 110 kHz, ce qui n’est pas un grand défi pour les topologies SiC résonantes, la forte troisième harmonique du courant ondulatoire à 330 kHz frapperait pleinement le pic d’impédance de cette liaison CC mal conçue. Dans ce cas, des courants résonants circuleront probablement entre les condensateurs C_HF et C_LF, et les inductances parasites (Figure 3) sont beaucoup plus élevées que l’harmonique du courant ondulatoire lui-même. Cela peut causer une surchauffe des condensateurs et même des pannes, car ce courant résonant entraîne des pertes supplémentaires à l’ESR (I²·R).

Ce exemple illustre à quel point l’anti-résonance peut devenir nuisible et à quel point il est important d’assurer une conception RF appropriée, même dans la soi-disant portion basse fréquence de tels assemblages de condensateurs de liaison CC mixtes.

Dans le deuxième exemple optimisé (Figure 5), les condensateurs LF sont exactement les mêmes que dans le premier, mais une attention particulière a été accordée à une conception à faible inductance. La barre omnibus a une inductance de fuite de 20 nH et un ESR de 25 mΩ. La banque de condensateurs HF a un total de 1 µF (C_HF), un ESL_HF de 2 nH et un ESR_HF de 4 mΩ.

Figure 5. Schéma de circuit équivalent de la liaison CC à faible inductance. Image utilisée avec l’aimable autorisation de Bodo’s Power Systems []

Dans la Figure 6, le pic d’impédance se situe à environ 850 kHz, une fréquence beaucoup plus élevée que dans le premier exemple.

Figure 6. Courbe de fréquence pour la liaison CC à faible inductance. Image utilisée avec l’aimable autorisation de Bodo’s Power Systems []

Atténuation de l’Effet d’Anti-Résonance

Basé sur les trois facteurs critiques qui déterminent la fréquence d’anti-résonance, il existe des stratégies pour traiter les problèmes causés par l’anti-résonance :

• Déplacer la fréquence d’anti-résonance vers des fréquences plus élevées. Cela peut être réalisé principalement en réduisant l’ESL des condensateurs LF et toute inductance parasite dans la structure de connexion. Gardez à l’esprit que les valeurs de capacitance plus faibles des condensateurs HF ou des snubbers peuvent également contribuer à cela. L’objectif de cette stratégie est de s’assurer que l’anti-résonance ne soit pas touchée par le courant ondulatoire ou par des harmoniques de faible ordre avec leurs niveaux de puissance plus élevés.
• Déplacer la fréquence d’anti-résonance en dessous de la fréquence de commutation. L’objectif de cette stratégie est également d’assurer que l’anti-résonance ne soit pas stimulée par le courant ondulatoire. Une self supplémentaire est souvent insérée entre les condensateurs LF et HF pour déplacer l’anti-résonance aussi loin. Cela augmente considérablement l’inductance de la structure de connexion. De plus, il peut également être utile d’augmenter massivement la capacité des condensateurs HF.
• Définir toutes les fréquences de commutation du système et leurs harmoniques en dehors de la bande critique de fréquence d’anti-résonance. Il faut prêter attention aux tolérances et au comportement au vieillissement des composants passifs dans la liaison CC, car leurs valeurs peuvent varier et donc affecter directement la fréquence d’anti-résonance. Parfois, cette stratégie s’avère impossible, par exemple, lorsque les fréquences de commutation varient sur une large plage pendant le fonctionnement, comme dans les topologies résonantes.
• Atténuation sélective du pic d’impédance d’anti-résonance. Cette option théorique ajoute un élément résistif au circuit qui est efficace uniquement dans la plage de fréquence pertinente et n’affecte pas indûment le courant ondulatoire régulier. Un tel mécanisme pourrait, par exemple, utiliser l’effet de peau dans la structure de connexion, car sa résistance augmente avec la fréquence. Cette stratégie pourrait être prometteuse en combinaison avec la première stratégie mentionnée ci-dessus. Des recherches supplémentaires sont encore nécessaires pour le prouver et fournir des conseils pratiques en matière de conception.

Rappelez-vous que l’ESR des condensateurs électrolytiques en aluminium diminue généralement de manière significative avec la température. Par conséquent, un convertisseur qui fonctionne parfaitement à +25 °C peut présenter une anti-résonance à des températures plus élevées.

Test Double Pulsation comme Vérification Métrologique

Avec un test double pulsation, l’oscillation d’anti-résonance peut également être déterminée directement à partir de la forme d’onde de tension. La Figure 7 montre le circuit équivalent du test double pulsation d’une structure C_HF/C_LF avec les éléments parasites. Ceux-ci incluent les ESL des C_LF et C_HF, l’inductance de la structure de connexion (L_parasitique), l’inductance parasite de la barre omnibus ou du PCB entre C_HF et les dispositifs (L_{stray connection}), les inductances parasites des bornes de drain et de source des dispositifs (L_D, L_S), la capacitance parasite d’une diode de roue libre (C_DD), la capacitance parallèle équivalente de la charge inductive (C_EPC), et l’inductance parasite du mètre (L_sense). La boucle de commande inclut l’inductance parasite de la porte (L_G) et du terminal source (L_S). De plus, les capacitances parasites dans les MOSFETs (C_GD, C_GS, et C_DS) doivent être prises en compte.

Il est particulièrement important de noter que la mesure se poursuit après que la seconde pulsation a été coupée. Ici, les deux composants sont coupés, mais la diode de corps de l’interrupteur supérieur conduit encore, entraînée par le courant de la bobine (flèche verte dans la Figure 7). Par conséquent, la tension de la liaison CC (plus la chute de tension presque constante de la diode de corps) est également visible au niveau du nœud de commutation pendant ce temps. Cela signifie que les oscillations de tension, surtout entre C_HF et C_LF, peuvent être facilement détectées au niveau du nœud de commutation même dans cet état de fonctionnement. En cas d’oscillation d’anti-résonance, de forts courants circulent de façon alternée entre C_HF et C_LF (flèches rouges dans la Figure 7).

Figure 7. Schéma de circuit équivalent d’un test double pulsation avec éléments parasites ainsi que le courant de freinage (flèche verte) et le courant d’anti-résonance (flèches rouges). Image utilisée avec l’aimable autorisation de Bodo’s Power Systems []

Bien que C_HF ait une faible impédance aux fréquences d’anti-résonance typiques, les grands courants oscillants peuvent provoquer des oscillations de tension à travers ce condensateur, pouvant être observées au niveau du nœud de commutation (Figure 8).

Figure 8. Test double pulsation FF8MR12W2M1P_B11 avec l’exemple non optimisé ; en violet, la tension au nœud de commutation oscille à une fréquence d’anti-résonance autour de 400 kHz. Image utilisée avec l’aimable autorisation de Bodo’s Power Systems []

Résultats avec un Établissement de Test Chargeur EV de 50 kW

La Figure 9 montre la carte de conversion d’énergie d’un établissement de test de chargeur EV de 50 kW où le problème d’anti-résonance a été résolu. À cette fin, la barre omnibus (L_parasitique) a été optimisée avec les valeurs de C_HF pour réduire les courants oscillants dans la boucle. Plusieurs terminaux parallèles des barres omnibus contribuent à réduire l’inductance effective (L_parasitique) dans le chemin. Connaître la fréquence propre naturelle de ce circuit résonant aide le concepteur à sélectionner la fréquence de commutation appropriée du convertisseur. Il convient d’éviter de stimuler la fréquence propre naturelle par les harmoniques de la fréquence de commutation.

Figure 9. CCHF à bord et barre omnibus multi-terminal sur une carte de conversion de puissance Infineon pour des chargeurs EV CC. Image utilisée avec l’aimable autorisation de Bodo’s Power Systems []

L’oscillogramme (Figure 10) montre un exemple de forme d’onde après optimisation de la conception. La tension au nœud de commutation est la courbe bleu clair et montre une oscillation d’anti-résonance avec une fréquence d’environ 1 MHz sur une durée d’environ 1 μs.

Figure 10. Test double pulsation FF8MR12W2M1P_B11 avec l’établissement de test de convertisseur de puissance de 50 kW optimisé par Infineon. Image utilisée avec l’aimable autorisation de Bodo’s Power Systems []

Conclusion

Les concepteurs de systèmes de puissance devraient examiner en profondeur les problèmes d’anti-résonance dès le début du processus de développement afin d’éviter une dégradation sérieuse et inattendue des convertisseurs de puissance dans les phases de conception ultérieures et même des pannes pendant le fonctionnement. Choisir la bonne vitesse de commutation et la bonne fréquence pour le convertisseur de puissance, concevoir correctement la boucle de commutation, y compris la barre omnibus, et sélectionner correctement les composants réactifs, tels que les condensateurs HF et LF, peut atténuer une catastrophe avant qu’elle ne survienne.

Cet article est paru à l’origine dans le magazine Bodo’s Power Systems [] et est coécrit par Martin Neudecker, Responsable du développement des segments industriels, TDK Electronics, et Pradip Chatterjee, Ingénieur principal, Infineon.